AUTOMATIC FREQUENCY CONTROL UNDER LOW SIGNAL-TO-NOISE CONDITIONSA method for determining the carrier frequency offset and the corresponding sample-to- sample phase shift present in the sampled digital signal from the radio of a wireless transceiver is specified. The method divides the CFO range to be covered into a number of intervals and creates, from the received signal, as many parallel derived streams as there are interval endpoints, pre -compensating ("back rotating") the input by the sample-to-sample phase shift corresponding to the particular endpoint. It computes the magnitude and phase values of the correlation of a preamble pattern period with the preamble segment of each derived stream in parallel and uses the largest resulting magnitude value(s) to zoom in on the actual CFO present in the input stream. In order to improve accuracy in the presence of noise and provided there is still input preamble left to work on, it repeats the search for a shorter interval centered on the CFO value located in the first run. The finally located CFO value and the phase value from the corresponding correlation computation then determine the actual CFO and the corresponding sample-to-sample phase shift to be applied for pre- compensation ("back rotation") in an open-loop AFC.A method for determining a carrier frequency offset and a corresponding sample- to-sample phase shift present in a sampled digital signal from a radio of a wireless transceiver, said method comprising the steps of:a) uniformly dividing a carrier frequency offset (CFO) range [-ΔΩ, ΔΩ) to be compensated, into 'N' intervals of length, such that Δω = 2-ΔΩ / N < δ / (T*L) where δ < 1 , T is the sampling period, L is the length of the preamble pattern in samples and the inequality sets the lower bound for the value of N, wherein δ is the normalized length of the 'feasible range' for direct phase calculation;b) selecting midpoint values, Δθ¾ Δωι ... Δ(¾.2 ΔωΝ of the intervals determined in step a);c) connecting a stream of samples of an I-Q format input signal ... s, sin ... s,+L-i simultaneously to N 'rotate & correlate' units numbered from 0 to N-1 and assigning each midpoint value computed in step b) to the like numbered rotate & correlate unit; d) connecting an A output of the N rotate & correlate units sequentially to the inputs of the 'smooth & select' unit;e) starting the rotate & correlate units on an external trigger that indicates a preamble pattern boundary in the input signal stream;f) running a complete rotate & correlate cycle while the rotate & correlate units consume L input samples and compute the correlation vectors Αρα· Ψι in polar coordinatesn=0where P = [po pi ... PL-I] is the sampled preamble pattern of length L, * denotes the complex conjugate and T is the sampling period (sample- to-sample delay);g) at a completion of a rotate & correlate cycle a 'smooth & select' unit first filters received magnitudes, along a Δω axis, in order to diminish effects of large nose spikes in the input signal sample stream, then outputs Δωη'Η a interval midpoint value to which a largest resulting correlation magnitude value belongs, further comprising outputs indicating success of a cycle;h) saving Δω,ηβ for further processing;i) if the success indication is reject then abandon the computation and signal false preamble lock;j) if the success indication is retry the action to be taken depends on the number of preamble pattern periods still left, wherein at least 2 periods are needed to eliminate random initial phase from the phase calculation, if only 2 periods are left then abandon the computation and signal false preamble lock, otherwise execute the steps starting with step e) on the next L sample segment of the input with the same parameters;k) if the success indication is accept retain Αω' ΆΆ as Au se and proceed to step 1;1) finding a refinement by selecting a shortest interval centered on a previously determined A<oCOarse that assures a required accuracy for an end result, dividing it intoN intervals, locating interval midpoints and then running steps e) through g) with these as many times as there are preamble pattern periods left, and during the process averaging both the Ao)''''-s to get its final computed value; and m) the averaged Ammm accumulates a phase shift of φ = 2jfA(omax*L'T over a preamble pattern period, knowing the slope of the linear phase characteristics theCFO value, A ot-inai, where the accumulated phase shift would be 0 is determined from A(oma ; and n) using Δφ = 2π·ΔωπΜι·Τ for compensation in the AFC.
낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 제어무선 송수신기의 라디오로부터 샘플링된 디지털 신호에 존재하는 반송파 주파수 오프셋과 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정하기 위한 방법이 특정된다. 상기 방법은, 커버될 CFO 범위를 다수의 간격으로 분할하고, 수신된 신호들로부터, 간격 엔드포인트들이 존재하는 것만큼 많은 병렬 유도된 스트림들을 생성하고, 특정 엔드포인트에 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트들에 의한 입력을 미리 보상(역회전)한다. 이는, 병렬로 각각 유도된 스트림의 프리앰블 세그먼트와 프리앰블 패턴 주기의 상호 관계의 크기 및 위상 값들을 계산하고 최대 결과 크기를 사용하여 입력 스트림에 존재하는 실제 CFO 상에 줌인하도록 한다. 잡음의 존재시 정확도를 높이기 위해 또한 실행할 입력 프리앰블이 여전히 있는 경우, 제1 실행에 위치된 CFO 값 상에 중심을 둔 보다 짧은 간격에 대한 검색을 반복한다. 마지막으로 위치된 CFO값 및 대응하는 상호관계 계산으로부터의 위상 값은 개방 루프 AFC에서 사전 보상("역회전")을 위해 적용될 실제 CFO 및 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정한다.무선 송수신기의 라디오로부터 샘플링된 디지털 신호에 존재하는 반송파 주파수 오프셋 및 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정하기 위한 방법으로서,a) △ω = 2·△Ω/N＜δ/(T·L)로 되도록, 보상될 반송파 주파수 오프셋(CFO) 범위[-△Ω, △Ω)을 길이의 'N' 간격들로 균일하게 분할하는 단계(이때, δ＜1, T는 샘플링 주기, L은 샘플들에서의 프리앰블 패턴의 길이이고 상기 부등식은 N의 값에 대해 하계(lower bound)를 설정하며, 또한, δ는 직접 위상 계산을 위해 "실현 가능한 범위"의 정규화된 길이임); b) 단계 a)에서 결정된 간격들의 중간값들, △ω0 △ω1 ... △ωN-2 △ωN-1을 선택하는 단계;c) I-Q 포맷 입력 신호의 샘플들의 스트림, ...Si Si+1 ... Si+L-1 ..., 을, O부터 N-1까지 번호를 갖는 N개의 "회전 및 상관(rotate & correlate)" 유닛들에 동시에 연결하고 상기 단계 b)에서 계산된 각각의 중간값을 유사한 번호를 갖는 회전 및 상관 유닛에 할당하는 단계;d) N개의 회전 및 상관 유닛들의 A 출력을 "평활 및 선택(smooth & select)" 유닛의 입력들에 순차적으로 연결하는 단계:e) 입력 신호 스트림에 있어서 프리앰블 패턴 바운다리를 나타내는 외측 트리거에서(on an external trigger) 상기 회전 및 상관 유닛들을 개시하는 단계;f) 상기 회전 및 상관 유닛들이 L개의 입력 샘플들을 소비하고 극좌표에서 상관 벡터들 Ai=a·ejφi를 계산하는 동안 완전한 회전 및 상관 사이클을 실행하는 단계(이때, P = [ΡO Ρ1 ... ΡL-1}은 길이 L의 샘플링된 프리앰블 패턴, *는 복소 켤레(complex conjugate), T는 샘플링 주기(샘플 대 샘플 지연)임);g) 회전 및 상관 사이클의 완료 시에, "평활 및 선택" 유닛은 우선, 입력 신호 샘플 스트림에 있어서의 큰 코(large nose) 형 스파이크의 영향을 완화하기 위해, △ω 축을 따라, 수신된 크기를 필터링한 다음, 최대의 결과적 상관 크기 값이 속하는 간격 중간값 △ωmax를 출력하고, 또한 1 사이클의 성과(success of a cycle)를 지시하는 출력들을 더 포함하는 단계;h) 다른 처리를 위해 △ωmax를 세이브하는 단계;i) 상기 성과의 지시가 거절(reject)인경우 계산을 포기하고 의사(false) 프리앰블 로크 신호를 보내는 단계;j) 상기 성과의 지시가 재시도(retry)인 경우 취해질 동작은 여전히 잔존하는 프리앰블 패턴 주기의 수에 의존하며, 위상 계산으로부터 무작위 초기 위상을 제거하기 위해 적어도 2개의 주기들이 필요하므로, 단지 2 주기들만 남아있는 경우 계산을 포기하고 의사 프리앰블 로크 신호를 보내며, 그렇지 않으면 동일한 파라미터들을 갖는 입력의 다음 L 샘플 세그먼트에 대해 단계 e)로 시작하는 단계들을 실행하는 단계;k) 상기 성과의 지시가 허용(accept)인 경우 △ωcoarse로서 △ωmax를 유지하고 단계 1로 진행하는 단계;l) 최종 결과에 대해 요구되는 정확도를 담보하는 미리 결정된 △ωcoarse 상에 중심을 둔 최단 간격을 선택함으로써 미세부(refinement)를 발견하고, 그를 N개의 간격들로 분할하고, 간격 중간점을 위치시킨 다음, 단계 e) 내지 g)를 실행하되 잔존하는 프리앰블 패턴 주기들이 존재하는 만큼 다수 회 행하며, 그 과정 동안 두 △ωmax들을 평균화하고 그의 최종 계산된 값을 얻는 단계;m) 상기 평균화된 △ωmax를 프리앰블 패턴 주기에 걸쳐  = 2π·△ωmax·L·T의 위상 시프트를 누적하고, 선형 위상 특성의 기울기를 알면 축적된 위상 시프트가 0인 CFO 값, △ωfinal이 △ωmax로부터 결정되는 단계; 및n) AFC에서의 보상을 위해 △ = 2π·△ωfinal·T를 사용하는 단계를 포함하는, 위상 시프트 결정 방법.